Bonjour,
2. L'étage de gain en tension principal (VAS, Voltage Amplifier Stage)
![[Image: attachment.php?aid=20218]](https://forums.melaudia.net/attachment.php?aid=20218)
La polarisation de Q1 et Q2 se fait par R3 et R6 de valeur égale.
En l'absence d'offset continu sur le réseau de contre-réaction, ces résistances sont normalement parcourues par le même courant continu déterminé par J2.
La tension à leurs bornes, diminuée du Vbe (tension base-émetteur) du transistor se retrouve respectivement sur R7 et R9 et détermine le courant dans le transistor.
Le courant dans un transistor bipolaire est principalement commandé par sa tension Vbe qui est sensible à la température (je crois que l'on compte jusqu'à une cinquantaine d'autres paramètres qui interviennent de façon secondaire).
Placés dans les mêmes conditions thermiques, ces Vbe évoluent de façon identique. Si la température fait augmenter le courant dans l'un des transistors, elle fera de la même façon dans l'autre.
On a donc une certaine symétrie en continu.
Attention, ça ne donne pas à cet étage une configuration push-pull !
*
Q1 et Q2 sont des transistors de moyenne puissance choisis pour avoir des réactions lentes aux variations de puissance dissipées en leur sein, lesquelles variations, se répercutant sur leur Vbe, pourraient être à l'origine de distorsions dites dynamiques ou de mémoire.
Héphaïstos (Gérard Perrot) a consacré de nombreux articles visant à éradiquer ce type de distorsion que l'on peut mettre en évidence sur des circuits simplifiés mais qui paraissent quasi inquantifiables avec les circuits contre-réactionnés habituels.
Les non-linéarités de l'étage de gain en tension principal ne sont pas brusques et n'ont en général qu'une influence réduite sur la distorsion totale du circuit. S'il y a des non-linéarités d'origine thermique, donc fluctuantes, lentes et de basses fréquences, elles sont prises en compte par la contre-réaction.
Dans le Cube, elles seront atténuées de 50 fois (34 dB). Cela paraît largement suffisant. Dans les circuits qui visent à des distorsions minimales sans aucune préoccupation subjective, la contre-réaction dépasse 80 dB dans les zones concernées.
Si on suspecte de la distorsion thermique dans un amplificateur, le VAS ne semble pas devoir être le terrain de chasse prioritaire. L'innocence de l'étage d'entrée doit être assurée en premier lieu.
*
Si le schéma ne comporte pas de condensateur de compensation en fréquence par effet Miller, il existe néanmoins sous la forme de la capacité parasite collecteur-base (Cbc) de Q1, 30 pF selon Jean-Marc, donnant un slew-rate maximal de 20 V/µs très au delà de ce qu'exige le traitement des signaux audio. (Il est encore plus difficile de trouver de nos jours un amplificateur au slew-rate maximal insuffisant qu'à l'époque du tsunami de la distorsion d'intermodulation transitoire).
Par rapport à un condensateur externe de compensation (choisi de type céramique NPO/COG pour éviter tout problème lié au diélectrique) la Cbc souffre d'une inconstance avec la tension qui introduit une non-linéarité dans le circuit inverseur qu'il constitue avec Q1 et R3.
Le transistor BF470 à puissance dissipée inférieure, 1.8 W, beta de 50, qui a une Cbc de 1.8 pF nécessiterait l'ajout d'un condensateur de 30 pF laisserait moins la dispensable non-linéarité du Cbc se manifester.
L'impact réel de cette possible modification ne peut s'observer qu'avec les instruments adéquats.
Une façon bien connue de limiter les effets indésirables de Cbc est le recours à un montage cascode et capacité de compensation externe comme avec le BF 470.
Avantage collatéral : les variations thermiques du transistor en émetteur commun du cascode sont limitées;
inconvénients : outre une sensible limitation d'excursion en tension positive, l'impédance sur le collecteur du transistor en base commune est très élevée, ce qui est préférable d'éviter pour attaquer un étage de sortie.
Il y a une seconde façon de réduire le côté néfaste des Cbc (ou des Cgd pour les Fets) : les attaquer à basse impédance.
Pour le Cube, il faudrait insérer un émetteur suiveur entre le drain de J1 et la base de Q1, le condensateur de compensation étant connecté entre le drain de J1 et le collecteur de Q1.
On trouve un tel émetteur suiveur sur beaucoup d'amplificateurs à taux de contre-réaction important. Il semble avoir pour inconvénient d'altérer la réjection d'alimentation (des sophistications peuvent y pallier).
Comment ça se passerait avec le Cube ? Ben, faut simuler ou mieux, expérimenter...
*
Il y a un deuxième Cbc qui conceptuellement me soucie plus que le précédent et ce, dès que j'ai vu le schéma pour la première fois.
C'est celui de Q2. La base de ce transistor est modulée par l'effet d'une contre-réaction locale via le courant passant par Cbc et R6.
Par ailleurs, R6 faisant 1 kOhm ne semble pas une impédance favorable à une bonne réjection d'alimentation.
Or une source de courant constant doit être insensible à ce qui lui est rattachée côté émetteur comme collecteur (source et drain su run Fet)
Remède : deux diodes en série à la place de R6. L'impédance résultante doit être aux alentours de 50 Ohm. L'indésirabilité de Cbc ne se manifestera alors que bien plus haut en fréquence.
2. L'étage de gain en tension principal (VAS, Voltage Amplifier Stage)
JM Plantefeve a écrit :Le deuxième étage est symétrique en schéma mais asymétrique en fonctionnement.Il y a une certaine symétrie en continu.
La polarisation de Q1 et Q2 se fait par R3 et R6 de valeur égale.
En l'absence d'offset continu sur le réseau de contre-réaction, ces résistances sont normalement parcourues par le même courant continu déterminé par J2.
La tension à leurs bornes, diminuée du Vbe (tension base-émetteur) du transistor se retrouve respectivement sur R7 et R9 et détermine le courant dans le transistor.
Le courant dans un transistor bipolaire est principalement commandé par sa tension Vbe qui est sensible à la température (je crois que l'on compte jusqu'à une cinquantaine d'autres paramètres qui interviennent de façon secondaire).
Placés dans les mêmes conditions thermiques, ces Vbe évoluent de façon identique. Si la température fait augmenter le courant dans l'un des transistors, elle fera de la même façon dans l'autre.
On a donc une certaine symétrie en continu.
Attention, ça ne donne pas à cet étage une configuration push-pull !
*
Q1 et Q2 sont des transistors de moyenne puissance choisis pour avoir des réactions lentes aux variations de puissance dissipées en leur sein, lesquelles variations, se répercutant sur leur Vbe, pourraient être à l'origine de distorsions dites dynamiques ou de mémoire.
Héphaïstos (Gérard Perrot) a consacré de nombreux articles visant à éradiquer ce type de distorsion que l'on peut mettre en évidence sur des circuits simplifiés mais qui paraissent quasi inquantifiables avec les circuits contre-réactionnés habituels.
Les non-linéarités de l'étage de gain en tension principal ne sont pas brusques et n'ont en général qu'une influence réduite sur la distorsion totale du circuit. S'il y a des non-linéarités d'origine thermique, donc fluctuantes, lentes et de basses fréquences, elles sont prises en compte par la contre-réaction.
Dans le Cube, elles seront atténuées de 50 fois (34 dB). Cela paraît largement suffisant. Dans les circuits qui visent à des distorsions minimales sans aucune préoccupation subjective, la contre-réaction dépasse 80 dB dans les zones concernées.
Si on suspecte de la distorsion thermique dans un amplificateur, le VAS ne semble pas devoir être le terrain de chasse prioritaire. L'innocence de l'étage d'entrée doit être assurée en premier lieu.
*
Si le schéma ne comporte pas de condensateur de compensation en fréquence par effet Miller, il existe néanmoins sous la forme de la capacité parasite collecteur-base (Cbc) de Q1, 30 pF selon Jean-Marc, donnant un slew-rate maximal de 20 V/µs très au delà de ce qu'exige le traitement des signaux audio. (Il est encore plus difficile de trouver de nos jours un amplificateur au slew-rate maximal insuffisant qu'à l'époque du tsunami de la distorsion d'intermodulation transitoire).
Par rapport à un condensateur externe de compensation (choisi de type céramique NPO/COG pour éviter tout problème lié au diélectrique) la Cbc souffre d'une inconstance avec la tension qui introduit une non-linéarité dans le circuit inverseur qu'il constitue avec Q1 et R3.
Le transistor BF470 à puissance dissipée inférieure, 1.8 W, beta de 50, qui a une Cbc de 1.8 pF nécessiterait l'ajout d'un condensateur de 30 pF laisserait moins la dispensable non-linéarité du Cbc se manifester.
L'impact réel de cette possible modification ne peut s'observer qu'avec les instruments adéquats.
Une façon bien connue de limiter les effets indésirables de Cbc est le recours à un montage cascode et capacité de compensation externe comme avec le BF 470.
Avantage collatéral : les variations thermiques du transistor en émetteur commun du cascode sont limitées;
inconvénients : outre une sensible limitation d'excursion en tension positive, l'impédance sur le collecteur du transistor en base commune est très élevée, ce qui est préférable d'éviter pour attaquer un étage de sortie.
Il y a une seconde façon de réduire le côté néfaste des Cbc (ou des Cgd pour les Fets) : les attaquer à basse impédance.
Pour le Cube, il faudrait insérer un émetteur suiveur entre le drain de J1 et la base de Q1, le condensateur de compensation étant connecté entre le drain de J1 et le collecteur de Q1.
On trouve un tel émetteur suiveur sur beaucoup d'amplificateurs à taux de contre-réaction important. Il semble avoir pour inconvénient d'altérer la réjection d'alimentation (des sophistications peuvent y pallier).
Comment ça se passerait avec le Cube ? Ben, faut simuler ou mieux, expérimenter...
*
Il y a un deuxième Cbc qui conceptuellement me soucie plus que le précédent et ce, dès que j'ai vu le schéma pour la première fois.
C'est celui de Q2. La base de ce transistor est modulée par l'effet d'une contre-réaction locale via le courant passant par Cbc et R6.
Par ailleurs, R6 faisant 1 kOhm ne semble pas une impédance favorable à une bonne réjection d'alimentation.
Or une source de courant constant doit être insensible à ce qui lui est rattachée côté émetteur comme collecteur (source et drain su run Fet)
Remède : deux diodes en série à la place de R6. L'impédance résultante doit être aux alentours de 50 Ohm. L'indésirabilité de Cbc ne se manifestera alors que bien plus haut en fréquence.