Circlotron 25W classe A
#11
RE: Circlotron 25W classe A
jacquese a écrit :
p ben a écrit :J'aime bien le couplage entre l'ampli de tension en entrée et la section Circlotron de sortie
Si tu parles du circuit autour de l'AOP U1, en fait il n'y a pas d'amplification de tension. Toute cette partie du circuit sert à fixer le courant de repos et à fournir la bonne valeur du point milieu pour la symétrisation passive du signal d'entrée. Le circuit circlotron proprement dit réalise toute l'amplification de tension.

Non, je visais la liaison par les puits de courant constitués par Q1 et Q8 associés aux combos Q2 Q3 Q4 et Q5 Q6 Q7.
Pour le reste, mea culpa, je n'avais pas remarqué la rétro action (je n'avais que le petit schéma pas très lisible...) qui si j'ai bien compris, linéarise le swing courant de Q1 et Q8 et amène la résistance interne à l'objectif.

EtMais je maintiens mon avis sur la qualité de la conception ! encore bravo.

Pascal.
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#12
RE: Circlotron 25W classe A
Que donne ce beau petit montage à l'écoute ?

Bruno
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#13
RE: Circlotron 25W classe A
Bonjour Jacques,

un de plus et toujours aussi astucieux!

Un point qu'il faudrait peut être vérifier avec le simulateur, l'imagination pouvant parfois jouer quelques tours...

La boucle globale fait que la tension de l'entrée - de l'AOP U2 est égale à celle de son entrée +.
La tension de l'entrée - c'est R17 fois le courant qui la traverse.
Ce courant est la somme du courant traversant R12//R14 et du courant émetteur de Q1.

Idéalement il faudrait Vs = A*Ve avec A = (R12//R14)/R17 + 1 mais le courant émetteur de Q1 fait que l'on a:
Vs = A*Ve - R17*Iq1.

L'étage de sortie étant un miroir de courant avec du gain, le courant dans Q1 dépend du courant de sortie et du gain en courant du miroir.
Donc plein de variations non gérées par la boucle.

Pour un ordre d'idée on peut dire que le gain en courant du miroir vaut R10/R13 environ 200 et que le courant dans R12//R14 est le courant de sortie multiplié par le rapport de la charge sur (R12/R14 + R17), environ 15.5 pour 8Ω.
En divisant le gain en courant du miroir par le rapport précédemment calculé, 200/15.5 on a le rapport entre le courant "perturbateur" de Q1 et le courant "utile" image de la tension de sortie. 200/15.5 = 12.9 et cela me parait très peu.

Un contournement possible serait d'ajouter un petit pnp, émetteur sur l'émetteur de Q1, base sur le nœud U2- R17 et R12//R14 puis collecteur sur le -12V. Le courant perturbateur serait divisé par le gain en courant du transistor, environ 500.

Bien sûr il faudrait vérifier avec le simulateur, je n'ai peut être raconté qu'un tissu de bêtises et surtout vérifier à l'oreille que le remède n'est pas pire!!! Ce ne serait pas la première fois qu'un circuit qui serait la plus grande invention depuis l'eau chaude se révèle une catastrophe à l'écoute!

Pas réussi à décoder l'étage autour de U1, tu peux expliquer?

Joël
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#14
RE: Circlotron 25W classe A
brunop a écrit :Que donne ce beau petit montage à l'écoute ?
Bruno

Bonjour bruno,
Trop tôt pour répondre. J'ai juste testé sur table un canal sur une enceinte de test. Donc pas de stéréo. Les transfos n'étaient pas les bons et les une fois monté la longueur du câblage sera divisée par quatre.
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#15
RE: Circlotron 25W classe A
jsilvestre a écrit :Un contournement possible serait d'ajouter un petit pnp, émetteur sur l'émetteur de Q1, base sur le nœud U2- R17 et R12//R14 puis collecteur sur le -12V. Le courant perturbateur serait divisé par le gain en courant du transistor, environ 500.

Encore mieux relier l'émetteur de Q1 à un potentiel négatif de quelques volts, un peu plus que la tension crête d'entrée maxi + 0.7V avec de la marge pour ne pas risquer de bloquer Q1 sur une grosse crête.
Le courant perturbateur ne serait plus et la perfection revenue!

Joël
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#16
RE: Circlotron 25W classe A
Bonjour Joel,
Merci pour tes encouragements.

jsilvestre a écrit :La boucle globale fait que la tension de l'entrée - de l'AOP U2 est égale à celle de son entrée +.
La tension de l'entrée - c'est R17 fois le courant qui la traverse.
Ce courant est la somme du courant traversant R12//R14 et du courant émetteur de Q1.

Idéalement il faudrait Vs = A*Ve avec A = (R12//R14)/R17 + 1 mais le courant émetteur de Q1 fait que l'on a:
Vs = A*Ve - R17*Iq1.

L'étage de sortie étant un miroir de courant avec du gain, le courant dans Q1 dépend du courant de sortie et du gain en courant du miroir.
Donc plein de variations non gérées par la boucle.

Pour un ordre d'idée on peut dire que le gain en courant du miroir vaut R10/R13 environ 200 et que le courant dans R12//R14 est le courant de sortie multiplié par le rapport de la charge sur (R12/R14 + R17), environ 15.5 pour 8Ω.
En divisant le gain en courant du miroir par le rapport précédemment calculé, 200/15.5 on a le rapport entre le courant "perturbateur" de Q1 et le courant "utile" image de la tension de sortie. 200/15.5 = 12.9 et cela me parait très peu.

Un contournement possible serait d'ajouter un petit pnp, émetteur sur l'émetteur de Q1, base sur le nœud U2- R17 et R12//R14 puis collecteur sur le -12V. Le courant perturbateur serait divisé par le gain en courant du transistor, environ 500.

Bien sûr il faudrait vérifier avec le simulateur, je n'ai peut être raconté qu'un tissu de bêtises et surtout vérifier à l'oreille que le remède n'est pas pire!!! Ce ne serait pas la première fois qu'un circuit qui serait la plus grande invention depuis l'eau chaude se révèle une catastrophe à l'écoute!


Avant de te répondre, peux-tu me dire ce que tu entends par le "courant utile" ? C'est la composante fixe dans Q1 ? le courant dans la charge ?
Aussi : vu que le réseau de CR est différentiel et flottant le gain de l'ampli est (approximativement, car FA=16) de 2x(R12//R14)/R17=2x100/24=8.3

jsilvestre a écrit :Pas réussi à décoder l'étage autour de U1, tu peux expliquer?

L'étage autour de U1 à deux fonctions : la composante continu fixe le courant de bias de l'ampli. La composante alternative participe à la symétrisation du signal en entrée.

1/ Courant de bias de l'ampli.
Ce courant est assez précisément fixé par la tension de bias qui est appliqué à l'entrée + de U1. Cette tension continue se retrouve à l'entrée + de U2A (et U2B) et on la retrouve intacte en sortie de U2A (et U2B). en négligeant V(R16) qui est faible, Ibias = Vbias-(R12//R14 x Iq1)/R15. Ce courant IBias est indépendant de la température ambiante et de celle des transistors de sortie. C'était le but recherché.
2/Symétrisation
L'entrée de l'ampli est flottante. le signal est symétrisé afin de pouvoir attaquer les entrées + de U2A et U2B en symétrique autour de la valeur de Vbias.
La symétrisation est globalement passive (réalisée par R7, R9) avec la valeur du point milieu au potentiel Vbias. On pourrait appliquer directement la tension Vbias au point milieu mais des courants de fuite sur la masse à l'entrée pourraient se vider dans ce point milieu et moduler le signal audio via R9. Pour limiter ce problème, le montage autour de U1 transforme ce point milieu en un point à haute impédance. En alternatif, U1 maintient ce point milieu au potentiel Vbias en modulant en mode commun les deux entrées de l'ampli. Comme c'est du mode commun, le signal d'entrée n'est pas modifié. le signal à l'entrée est directement appliqué à U2A et U2B.
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#17
RE: Circlotron 25W classe A
jacquese a écrit :Avant de te répondre, peux-tu me dire ce que tu entends par le "courant utile" ? C'est la composante fixe dans Q1 ? le courant dans la charge ?
Aussi : vu que le réseau de CR est différentiel et flottant le gain de l'ampli est (approximativement, car FA=16) de 2x(R12//R14)/R17=2x100/24=8.3

C'est le courant dans le pont diviseur R12/R14 R17, le circuit de retour de la boucle, l'image de la tension de sortie.
Le courant émetteur de Q1 passe par R17 et s'ajoute à celui du circuit de retour de la boucle, le courant dans R17 n'est plus une bonne image de la tension de sortie.
Peut être ce serait mieux compréhensible avec un dessin?

Pour le circuit autour de U1 savoir ce que sont les jumpers et comment ils sont connectés aiderait beaucoup!

Joël
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#18
RE: Circlotron 25W classe A
J'ai un peu de mal à saisir le fonctionnement de U1 et de ses connexions tel qu'ils sont représentés . Je ne pige pas non plus le rôle des jumpers .
Lors de la simulation, j'ai réuni les pins 2 et 6 de U1 ce qui en fait un suiveur de la tension de bias appliqué sur le pin 3. Et la, tout s'explique . J'ai opté pour une charge de 8 Ohms et un courant de repos de 1.4A. Le montage est performant
"Beuvez toujours, vous ne mourrez jamais". Rabelais
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#19
RE: Circlotron 25W classe A
Bonjour,

Dans la manip que tu as faite (broche 2 et 6 reliées, AOP en suiveur de la tension bias) : le point milieu du pont de résistances R7/R9 est à basse impédance.

Dans le schéma présenté (considérer que le jumper est sur la postion 1-2), le point milieu du pont de résistances R7/R9 est à haute impédance de manière à détourner d'éventuels courant de fuite du pont (lesquels moduleraient sur R7 ou R9 et se retrouvera de fait additionnés au signal audio). La sortie de U1 fixe la tension de mode commun sur le deux lignes d'entrée de l'ampli (point chaud / point froid) de manière à maintenir le point milieu du pont R7/R9 à la valeur fixe de la tension bias.
Exemple : la source applique une ddp de 0.5V à l'entrée et on a réglé une tension de bias de 1V sur la broche 2 de U1. il faudrait donc en entrée de l'ampli pour symétriser : 0.75V sur le point froid et 1.25V sur le point chaud. U1 fourni donc 0.75V à sa sortie (tension de mode commun) sur la ligne du point froid. La source fournit les 0.5V du signal qui s'ajoute à la tension du point froid pour avoir les 1.25V attendus sur le point chaud. Le point milieu R7/R9 est bien à 1V.

Le but de jumper est juste de choisir si on relie la sortie de U1 sur le point froid ou sur le point chaud. U1 se débrouille avec l'un ou l'autre.

Pour mes tests actuels j'ai retiré U1 et réunis les proches 2 et 3 (application directe de VBias au point milieu).

OK pour 1.4A de courant de repos. C'est quasi la valeur que je me suis fixée.
Sortie 8 ohms aussi.
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#20
RE: Circlotron 25W classe A
jsilvestre a écrit :
jacquese a écrit :Avant de te répondre, peux-tu me dire ce que tu entends par le "courant utile" ? C'est la composante fixe dans Q1 ? le courant dans la charge ?
Aussi : vu que le réseau de CR est différentiel et flottant le gain de l'ampli est (approximativement, car FA=16) de 2x(R12//R14)/R17=2x100/24=8.3

C'est le courant dans le pont diviseur R12/R14 R17, le circuit de retour de la boucle, l'image de la tension de sortie.
Le courant émetteur de Q1 passe par R17 et s'ajoute à celui du circuit de retour de la boucle, le courant dans R17 n'est plus une bonne image de la tension de sortie.
Peut être ce serait mieux compréhensible avec un dessin?

Pour le circuit autour de U1 savoir ce que sont les jumpers et comment ils sont connectés aiderait beaucoup!

Joël

Il s'agit ici d'un ampli à contre-réaction en courant (même si je sais qu'il a débat sur ce terme au moins sur ce forum). Il faut voir Q1 + mirroir de courrant + le réseau de CR comme un simple Sziklai avec gain. Il y a donc couplage entre Q1 et le réseau de CR en continue et en alternatif. Par construction, le rapport entre le swing du courant de Q1 et le swing du courant de CR est faible, mais ca n'empêche pas l'ampli d'avoir une distorsion correcte.
On ne peut modifier le couplage de Q1 avec la CR car la composante continue fixe le courant de repos de l'ampli. Si je comprends bien tu proposes de réduire le courant de swing de Q1 qui va dans la CR. C'est possible en augmentant le gain du multiplicateur de courant formés par Q2/Q3/Q4. Le gain en boucle ouverte va alors augmenter et mon Zout va diminuer. Or mon cahier des charges de départ c'est un Zout de 0.5 ohms.
Après on peut mettre en place un CR en mode tension, en intercalant comme tu le proposes un transistor PNP en série avec Q1. Le gain interne va aussi augmenter et me faire sortir des 0.5 ohms, mais aussi, le couplage en courant va disparaitre et le système de contrôle va devoir est totalement différent. Ca ne sera plus le même ampli.

Ci-dessous un petite simu montrant la relation du courant IQ en continu et en alternatif par rapport au courant dans la cellule de CR. Ta valeur de 15 est pas loin de la vérité et même optimiste. Mais elle n'empêche pas d'avoir un distorsion correcte (0.004% 8V/1KHz).

Ci-dessous : simulation des courant Icq1 et Icr.

[Image: Virtual-Box-XP-01-09-2020-13-50-08.png]
https://i.ibb.co/CVKqpRT/Virtual-Box-XP-...-50-08.png
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